應用在固態發射機上的高性能特種開關電源

2019-11-03 10:03:39

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供稿：網友

路侃1，張之梁2，陳乾宏2

（1. 華東電子工程研究所,安徽合肥230031；

2. 南京航空航天大學, 江蘇南京 210016）

　　摘　要：某型號固態發射機，要求電源提供20 kW的功率，同時滿足現代固態發射機對電源的高性能的要求，為此，設計運用5臺40V/100A的開關電源模塊以并聯均流的工作方式為發射機提供電源。本文詳細介紹了40V/100A開關電源模塊的主要技術指標、系統組成和工作原理，給出了主要元件的設計方法，概述了選擇低溫器件的思路，最后給出了樣機的實驗結果。實驗結果表明，所提出的電路方案是切實可行的。

　　關鍵詞：固態發射機；開關電源；雙閉環；耦合輸出電感

一、引言

　　電子科技的進步，對發射機及其電源的體積、重量和性能提出更高的要求。固態發射機電源為多個低壓大電流電源模塊并聯工作的形式，要求電源模塊之間能夠自動均流；為減少對電網的諧波干擾，減小輸電導線的重量和體積，要求發射機電源有高的功率因數；為了減小發射機的體積和重量，要求電源的功率密度高、效率高；除此之外，還有一些它的特殊要求:①包含紋波的直流電壓加到發射機的微波放大器上時，對放大器的輸出信號產生有害的調制，這就要求發射機電源的輸出紋波小；②發射機負載為大容性負載，電源在啟動時需要限制輸出電流值；③由于雷達發射機是射頻脈沖輸出，故發射機又呈現為脈沖負載，這要求電源有較快的輸出動態響應；在從滿載直接變換到空載時，要求電源輸出電壓不能有大的過沖；④電源能夠在很低的溫度環境下儲存及工作。

　　針對上述問題，我們在前級采用了有源功率因數校正技術滿足對電源功率因數的要求；選用零電壓（ＺＶＳ）軟開關的全橋移相電路作為主功率變換，減小了開關損耗，從而可通過提高開關頻率而提高電源的動態響應和縮小電源體積；利用耦合電感作為輸出濾波電感，大大減小了輸出電壓紋波；電壓和電流雙閉環的平均電流模式控制策略，自動限制輸出電流值，提高電源輸出動態響應，使電源在負載突變的情況下，沒有大的輸出電壓過沖；通過對關鍵器件的合理選擇，使電源能夠在低溫環境下工作。

二、電源主要技術指標

　　某設備的固態發射機，其電源最大輸出功率要求為20 kW，我們采用了5臺電源模塊并聯均流工作。電源模塊的主要技術指標如下：

　　(1)電源模塊為單相交流輸入，為滿足實際供電的需求，輸入交流電壓范圍為220Vac+20%，-25%（即165~264 Vac）；

　　(2)電源模塊的輸入功率因數要求>0.98；

　　(3)電源模塊的工作效率>90%；

　　(4)電源模塊并聯工作，模塊之間的均流不平衡度：≤±3%；

　　(5)單臺電源模塊的最大輸出為：40 V/100 A；

　　(6)單臺電源模塊的功率密度：≥0.28 mW/mm3；

　　(7)單臺電源模塊輸出最大功率時，疊加在直流電壓上的紋波電壓的峰峰值：<50 mV；

　　(8)電源模塊在空載開機時，輸出會產生超過額定電壓值的瞬時過沖，此過沖值：<1 V；

　　(9)電源模塊的負載從滿載（指最大輸出電流Io=100 A）突然跌落到空載，輸出會產生超出額定電壓值的瞬時過沖，此過沖值：<1 V；

　　(10)電源儲存的環境溫度為 -50℃～+65℃；電源工作的環境溫度為-40℃～+55℃。

三、電源模塊的系統組成和工作原理

　　電源模塊的系統組成框圖如圖1所示。下面分別介紹各個功能部分的電路。

1.電源的前級

　　電源的前級電路，包括輸入EMI濾波、整流電路、輸入軟啟動電路及APFC電路。

　　我們選用了綜合性能較好、應用較為成熟的Boost型APFC電路，結合電源的功率等級、技術要求，使電路設計工作在連續模式。我們采用工業級的芯片UC2854來實現控制電路的功能。由于APFC電路的初級穩壓功能，減小了后級DC/DC功率變換器的設計壓力，極大提高電網的輸入電壓范圍。

　　基本的Boost-APFC主電路如圖2所示，其中Q是主開關管，D是二極管，C1和C2是輸出電容，L是APFC電路的升壓電感。為防止加電時，升壓電感L與輸出電容發生諧振而使電感飽和或電容過壓，應在單相整流橋到PFC電路輸出電容之間加入二極管Dr，因而加電瞬間，輸入電壓不需經升壓電感，可直接經二極管Dr給C1和C2充電、建壓。

2．DC-DC變換電路

　　DC-DC功率變換器如圖3所示，主電路的拓撲為ZVS軟開關全橋變換器。其中Q1～Q4是4只主開關管，D1～D4分別是Q1～Q4的內部寄生二極管，C1～C4分別是Q1～Q4的寄生電容，Lr是諧振電感，Tr是高頻變壓器，DR1、DR2、Lf和Cf組成輸出整流濾波。本變換器采用了移相控制，每個橋臂的兩個功率管成180°互補導通，兩個橋臂的導通角相差一個相位，即移相角，通過調節移相角的大小來調節輸出電壓。Q1和Q3分別超前于Q4和Q2一個相位，稱Q1和Q3組成的橋臂為超前橋臂，Q2和Q4組成的橋臂則為滯后橋臂。該變換器采用移相控制的方法是利用諧振電感的能量來實現超前橋臂和滯后橋臂的零電壓開關（ZVS），從而提高電源的效率和可靠性，減小EMI。

3．ＤＣ-ＤＣ變換器的控制策略

　　圖4給出了DC-DC變換器的控制電路的框圖。均流電路采用工業級芯片UC2902，通過調節各電源模塊的電壓給定，使各獨立電源電流輸出盡可能相等。工業級芯片芯片UC2875產生PWM移相控制信號，使DC-DC變換器工作在ZVS軟開關狀態。

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　　由于本電源對其動態響應提出了很高的要求，傳統的單電壓閉環控制不能同時滿足其快速性、低過沖、高穩定度要求，因此采用了電壓、電流雙閉環的平均電流模式控制方式。電壓閉環是外環，電流閉環是內環；電壓外環的輸出作為電流內環的給定，電流內環利用了UC2875內部的誤差放大器。精心選擇閉環參數后，其動態特性比電壓單閉環要好得多，可以滿足在負載突變的情況下，沒有大的輸出電壓過沖。采用電壓和電流雙閉環的平均電流模式控制策略，易于實現模塊之間的均流［1］；同時，自己設定參考值，通過電流環的反饋，可以自動限制最大輸出電流。

4.實現低紋波的輸出耦合電感

　　DC-DC變換器的開關變壓器次級，經過全波整流的高頻直流脈沖，需要通過LC的濾波，才能得到平穩的電壓。為減小輸出電壓紋波，在圖3的電路中，就必須加大輸出電感Lf或者輸出電容Cf，但電感與電容不能過多加大，否則不但占用的空間體積大，而且會降低電源的輸出動態響應以及引起低頻的振蕩。為減小輸出電壓紋波，一方面選用ESR小的電解電容,另一方面就是用耦合電感來作為輸出濾波電感。理論分析與實驗證明，這種降低紋波的效果非常好。如圖5所示，輸出濾波電感Lf是由L1、L2組成的耦合電感， L1和L2的互感是M。設

邊的電流紋波為零［2］，兩個線圈中的紋波都推向（或集中在）另一個線圈L2中。

　

5.輔助電源

　　運用Topswitch集成芯片TOP227實現反激變換器，變壓器次級提供多路輸出，為整機各部分控制電路提供工作電源，從而實現了輔助電源的功能。利用Topswitch集成芯片可以使設計簡單化，占用空間可減少一半，而且Topswitch集成芯片可以在-40℃的低溫下工作。

四、樣機的研制

　　由于該電源對體積和重量要求嚴格，因此必須提高變換器的開關頻率，而開關頻率的提高必然會增加工程實施的難度、降低效率，在綜合考各項因素后，確定該電源APFC電路和DC-DC變換器的工作頻率均為50 kHz。

1．APFC電路關鍵元器件的選擇和參數的設計

　　（1）APFC電路的升壓電感設計

　　根據參考文獻［3］，一般取電感電流紋波的幅值ΔI/2為其最大峰值電流的10%~20%，取電源的效率η=0. 9 ，得

　

　　（2）輸出濾波電容的設計

　　根據參考文獻［4］，輸出濾波電容

　

　　式中fr=50 Hz，為輸入交流電的頻率，ΔVO(PFC)是輸出濾波電容上的波動電壓，取20 V。

　　(3)功率器件的選擇

　　參見圖2，根據電壓、電流的數值，開關管Q選用IR公司的兩只Mos管IRFPS37N50A并聯,二極管D選用IXYS公司的DSEI60-06。

2．DC/DC電路關鍵元器件的選擇和參數的設計

　　我們仍然選用IR公司的Mos管IRFPS37N50A作為全橋移相變換器的開關管，選用兩只IR公司的快恢復二極管80EBU02實現全橋移相變換器次級的全波整流。

　　考慮到ZVS全橋變換器存在占空比丟失的現象，我們選擇副邊的最大占空比為0.75。依據參考文獻［5］，可計算出變壓器初次級的變比為7；設半載時，滯后橋臂可實現零電壓開關，根據開關管的漏源極電容，可計算出諧振電感的值是12.8 μH；次級輸出濾波電感為7.22 μH。設輸出電壓的紋波<100 mV ，計算出輸出電容為357 μF，實際上電解電容有ESR，尤其是大電流輸出時，電容的ESR影響較顯著，根據實際調試的結果，實際輸出電容取10只2 200μF的電容并聯。

3．低溫器件的選擇

　　電源能夠在低溫的環境下工作，關鍵是選擇合適的低溫器件。除了上述提到的型號參數帶“2”字開頭的工業級集成電路，對于其它參與工作的集成芯片也應保證能夠在低溫下工作，比如運算放大器，我們就采用了TL074IN集成電路。在低溫環境下，控制電路的抗干擾能力就會變差，為了克服低溫下的電磁干擾，選擇低溫特性良好的鉭電解電容、瓷片電容、薄膜電容等是電源能夠在低溫下工作的重要保證。此外，還應注意晶體管器件、功率器件的低溫特性。

五、實驗結果

　　所研制的電源，順利通過高、低溫環境實驗以及強烈的振動實驗，電源并機工作，可靠地滿載運行，經測試各項指標均達到設計要求。

　　經過測試，輸出電壓的紋波在沒有使用輸出耦合電感以前是200 mV，在使用輸出耦合電感以后降為30 mV，可見輸出耦合電感在降低紋波方面有著顯著的作用。

　　經過測試，電源空載開機的輸出電壓過沖為0.6 V；電源從滿載瞬時跳變到空載，輸出電壓過沖為0.8 V。

六、結束語

　　依照上述電路方案，合理選擇電路參數，做到電源的高功率因數、高效率和高功率密度，可滿足現代固態發射機對電源功率因數、體積、重量等性能的要求；注意選擇低溫特性良好的關鍵器件，可使電源在惡劣的低溫環境下工作；DC-DC變換器中，控制電路采用電壓、電流雙閉環，在精心選擇了閉環參數后，電源的動態性能優越，既能自動地限制輸出電流而實現過載保護，又能夠在負載突變的情況下實現輸出電壓的過沖小。

參考文獻

［1］蔡宣三，龔紹文．高頻功率電子學［M］. 北京：科學出版社，1993.343~353．

［2］張占松，蔡宣三．開關電源的原理及設計［M］．北京：電子工業出版社，1998.96~98.

［3］王正仕，等．一種用于APFC的改進型ZVT-BOOST電路［A］．第十三屆全國電源技術年會論文集［C］.1999.78~81．

［4］Philip C. Tood．UC3854 Controlled Power Factor Correction Circuit Design［A］．Unitrode application Note U-134［Ｚ］.1995．

［5］阮新波，嚴仰光．脈寬調制DC/DC全橋變換器的軟開關技術［M］．北京：科學出版社，2001．

摘自　電訊技術

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