板級電源管理方案

2019-11-03 09:56:56

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供稿：網友

■ Sipex公司 Barbara Gibson　　分布式的電源結構常被用來給網絡和通信設備上的電路板和模塊提供關鍵性的總線電壓。然而在電路板上，由于板上數字電子器件的不斷更新、種類不斷的增加，導致對不同電壓的要求也在迅速提高。目前在單塊的通信電路板上，存在10到20個不同的負載點(POL)電壓是非常普通的，因此系統工程師必須為每一個負載電壓選擇合適的線性和開關式的POL 電源解決方案。

　　對于某些POL電源來說，一般具有3個或5個固定及可調輸出的LDO穩壓器就足夠了。線性穩壓器可達10A的輸出，較好的熱特性可滿足工業標準封裝。另外，還具有較強的散熱能力。由于電路板POL要求高精度、低噪聲，且板空間較充分，散熱問題易于管理，所以線性穩壓器對這種情況是較好的選擇。

　　當板上由于LDO產生的熱耗散太多而不便解決，以及POL電流超過LDO的傳送能力時，一般采用開關式的解決方案。例如對于一個工作在1.85V、3A的數字ASIC電路來說，如果板極的總線電壓是5V，那么在電源管理中必須把電壓降到3.1V且提供3A的電流。這樣，采用LDO解決方案就有9.45W的功率損耗，而采用簡單的DC/DC PWM解決方案，在85％的工作效率下，功率損耗僅為1.2W。

　　對于較新的數字式IC來說，工作要求的頻率較高，而偏置電壓較低(3.3V或者更低)，所以采用POL開關式解決方案更好。可以在非常低的輸出電壓時提供較大的電流，而且具有快速的負載響應時間，使用也比較方便。

　　開關式解決方案的確需要許多外圍器件(電源開關、電感、電容、電阻以及二極管)，但實現起來幾乎與LDO穩壓器一樣容易。許多開關式解決方案中的問題都得到了解決，而且已把該方案集成到開關式IC上。這表示環路補償、紋波和頻率穩定性、軟開關環路和故障保護都容易解決而且更加簡單。使用這種開關所帶來的好處就是電路的重復使用性，開關解決方案可以被反復的使用以獲得較寬的電源要求，而且設計變化也較小。

　　目前使用開關式解決方案變得容易起來，器件的選擇也向前邁進了一步，而且環路補償的實現也比較容易。在圖1的原理圖中，介紹了一個解決方案，在工作電壓為1.9V時，電流最大可到8A，而且可達87％的工作效率。為了實現這個電路，必須選擇5個外圍分離器件(電感、輸入和輸出電容、功率MOSFET、以及肖特基二極管)，并且需要補償環路。整個過程由下面的6個步驟構成。

　　電感選擇

　　電感值的選擇與一些特定的條件、以及制造廠家對磁心飽和和DC阻抗損耗要求的規范有關。在峰值電流要求以及DC阻抗損耗非常低的情況下，確保電感不飽和是非常重要的。

　　電感值一般在最高的可接受輸出電壓紋波和最低的可接受瞬態響應之間折中，因為輸出電壓紋波隨著電感值的增加而減小，而瞬態響應隨著電感值的減小而增加。所以，一般電感值的選擇要求是，紋波電流在最大輸出電流的20％到40％之間，或者：

　　其中，Fs＝開關頻率，Kr＝電感紋波電流和最大輸出電流的比。

　　為了避免電感飽和，電感的磁心材料必須能夠容納預期的峰值電感電流：

　　其中，最后還要注意到引入電感磁心材料和銅線圈后所帶來的功率損耗。在低電流時，鐵心損失是主要的(這個值可以從廠家得到)，而在高電流時銅損是主要的，一般可以通過下式計算出來：

　　其中，一般說來，通過使用較大的電感可以減小電感的鐵損和銅損，但是這樣會增加成本和體積。所以在設計時要根據成本、尺寸、性能來做最后的取舍。

　　輸出電容選擇

　　輸出電容一般通過它的ESR和電容值來選擇。一般說來，它的ESR必須足夠的小，以保證在小的負載變化以及輸出紋波變化期間，阻抗電壓的變化不超過輸出電壓的精度限制。

　　輸出電容和電感對輸出紋波的影響如下：

　　其中，D VOUT代表輸出電壓紋波峰峰值，IPP代表電感紋波電流峰峰值，輸出電容值可由下面的關系式推導出：

　　其中，Fs＝開關頻率，D＝工作周期，COUT＝輸出電容值。

　　對于低電壓、高功率、高速應用來說，最好采用低ESR的鋁電解電容、OS-CON或者低ESR的鉭電容。

　　輸入電容選擇

　　輸入電容一般用來吸收在開關期間所引入的最大電流和電壓紋波，輸入電容紋波電流可通過下式計算：

在最壞情況以及工作周期為50％時，可以簡化為IOUT/2。

輸入電容的電壓級別可由下式得到：

　　一般說來，當最后選擇時推薦使用2:1的電壓比降。

　　輸入電容和輸出電容可以采用同種類型，然而如果輸入采用鉭電容，那么要注意減小它們在浪涌電流的工作時間。

功率MOSFET選擇

　　在同步開關解決方案中選擇功率MOSFET時，其電流值以及總體熱性能是兩個最重要的指標。

　　作為近似的選擇，選擇功率MOSFET時一般根據它可提供的最大DC電流。

　　MOSFET的RDS(ON)和封裝的熱性能參數通常用來決定所選擇的MOSFET在最壞情況下是否工作在可接受的節溫范圍內，這兩個參數的資料可以從廠家得到。因為RDS(ON) 隨著門驅動電壓而變化，所以在應用中必須選擇正確的值，例如對于5V的輸入電壓來說，應該使用4.5V的RDS(ON)。 MOSFET的最大節溫可由下式計算出：

　　其中，TA(max)是最大環境工作溫度，PMOSFET(max)是由于開關和傳導損耗而產生的MOSFET最大功率耗散，RQJA是節在環境工作下的熱阻抗。

RQJA與封裝和布局有關，熱封裝參數可以從廠家得到，通過使用銅焊盤把MOSFET焊接到電路板上，熱阻抗系數最多可降低50%。

MOSFET的最大功率耗散PMOSFET(max)等于MOSFET的功率耗散總和，上部MOSFET的功率耗散包括傳導損耗和開關損耗。

功率MOSFET的傳導損失是：

　　其中，PCH(max)和PCL(max)分別代表高頻和低頻開關時的傳導損耗，D代表平均工作周期。如前所述，RDS(ON) (FET在開時的源漏電阻)是門驅動電壓和輸出電流的函數。

MOSFET的開關損耗一般比傳導損耗小，但在高頻開關MOSFET中就變得更加重要，因為

　　其中，VF是續流二極管電壓降，tT是開關過渡時間，可由下式得到，

　　其中，CISS代表FET輸入電容，IG代表開關控制器提供的門驅動電流。

在選擇合適的情況下，MOSFET的功率損耗不應使整個解決方案效率的降低超過4%。

最后，控制電路IC的門電荷損耗取決于所使用的MOSFET,可以通過下面的公式計算出來：

　　其中，電荷(QGH和QGL)代表打開與關閉高頻和低頻開關時所需的電荷，其值可在相關數據表中查到。

肖特基二極管選擇

　　在同步開關解決中，跨接在底部FET間的二極管推薦用肖特基二極管。在FET關閉的非重疊時間內，電流仍然存在，這樣就會產生噪音和熱量。如果沒有肖特基二極管作為一個續流回路，那么流過的電流將會比FET中理想二極管中流過的少。使用肖特基二極管的功率損失也比較少，可通過下式計算出來：

　　其中TNOL代表開關期間的非重疊時間或者死區時間，VF代表肖特基二極管的前向電壓。

環路補償器件

　　這個器件主要用來補償開關控制環路。不同的控制器有不同的補償方案，但是總體上說，環路補償被用來設定增益為-20db/dec。所以在Sipex的SP6120中，使用電壓模式控制，在反饋回路中有一個跨導誤差放大電路。

SP6120的環路補償需要1個電阻和1個電容器，電容器中有一個可選的電容來降低高頻噪音和提高可靠性。

交界頻率fCO 應該比輸出電容的ESR產生的零分布頻率高，而比控制器開關頻率fs的1/5還小。(在SP6120中fs=500kHz)。

作為最初的近似，SP6120補償環路中R1的值是：

其中，fZ(ESR)和fP(LC)分別代表輸出電容的零變化頻率和綜合變化頻率，LC輸出濾波器由下式決定：

　　并且，VIN代表控制器IC的DC輸入電壓，VOUT代表功率開關的DC輸出電壓。常數1300由內部固定斜坡和參考電壓值得到。

布局參考

　　在開關解決方案中最后要注意的就是電路板的布局。就開關式電源管理設計而言，布局和元器件的選擇一樣重要。一般說來，串擾、較差的熱耗散很容易降低所獲得的性能，因此在設計板的布局時，有6個重要的準則需要注意。

*使用一個地平面的方法來減小噪音并使熱耗散最大。

*首先放置功率器件，然后以它們為導向以使高電流路徑較寬和較短。

*直接連接補償網絡地到IC地和輸出電容。

*減小IC管腳到FET門之間的線長。

*減小輸入電容、FET和肖特基二極管間回路的連接，因為它會產生很高的di/dt電流。

*增大電感、輸出電容、肖特基二極管和底部FET之間回路連線寬度。

結語

　　隨著越來越多的不同POL電源要求被引入到網絡、通信電路板以及模塊中，開關式電源管理解決方案正變得越來越流行，而且這種解決方案中可以采用更快、更低電壓的數字式IC。目前的開關式解決方案和傳統線性穩壓器的使用一樣方便，只需要一些外部元器件即可。■

摘自《電子產品世界》

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